Wie im Folgenden dargestellt, spielen sowohl die in der Regel in Sperrichtung vorgespannten Schottkydioden, als auch ihre Anordnung in der koplanaren Leitungsstruktur eine wesentliche Rolle bei der Generation und Kompression kurzer Impulse auf der NLTL. Wird z.B. eine hochfrequente Wechselspannung in die NLTL eingespeist, so breitet sie sich in Folge einer endlichen Ausbreitungsge-schwindigkeit in Form einer elektromagnetischen Welle längs der Leitung aus. Dadurch wird eine in Ort und Zeit periodische Änderung der Spannung zwischen Innen- und Masseleiter auf der Leitung hervorgerufen, die ihrerseits eine Kapazitäts-änderung an den Schottkykontakten der Dioden bewirkt. Diese Kapazitätsänderung ist Ursache für einen Wechselwirkungsprozeß, der bei der Signalausbreitung auf der NLTL zur Erzeugung harmonischer Signalkomponenten führt, welche sich dann ebenfalls auf der NLTL ausbreiten und gleichfalls durch Wechselwirkung zur Generation weiterer, höherer Harmonischen beitragen [11-13,25-29]. Zur Verdeutlichung ist dieser Prozeß in Abb. 2.2a schematisch dargestellt, wobei anzumerken ist, daß in den einzelnen Teilbildern, der besseren Übersicht wegen, auf die Darstellung von Gleichspannungsanteilen der Signale verzichtet wurde. Im oberen Teilbild ist das Spektrum des harmonischen Eingangssignales mit der Frequenz f0 zu sehen und im Teilbild darunter das Spektrum des daraus auf der NLTL generierten Signales am Ende der Leitung. Es ist deutlich zu erkennen, daß hier zur Grundkomponente des Signales mit der Frequenz f0 höhere harmonische Signalkomponenten bis zum fünffachen der Grundfrequenz generiert werden, wobei die Amplituden mit steigender Frequenz kontinuierlich abnehmen. Die erreichten Amplituden der einzelnen Harmonischen hängen dabei wesentlich von der Änderung

zeitliche Signalverlauf für eine Periode mit der Dauer T0 (entsprechend der Grund-frequenz f0) dargestellt. Wie ein Vergleich der entsprechenden Teilbilder zeigt, geht dabei die Generation von Harmonischen auf der NLTL mit der Aufsteilung von Schockwellen bzw. der Generation von Impulsen einher. So entspricht z.B. die im unteren Teilbild mit einer schwarzen Linie eingezeichnete Schockwelle der kon-struktiven Überlagerung der Harmonischen aus dem nebenstehenden Spektrum, wenn die Phasenlage der Harmonischen nur unbedeutend von der Filtercharak-teristik der NLTL beeinflußt wird. Wird die Phasenlage jedoch maßgeblich durch die Tiefpaß-Filtercharakteristik der NLTL bestimmt, so entspricht die Überlagerung der Harmonischen den auf der Leitung generierten und in diesem Teilbild grau dargestellten elektrischen Impulsen in Form von Solitonen [25,33-35]. Dieser, durch nichtlineare Wechselwirkungen bei der Wellenausbreitung auf der Leitung statt-findende Prozeß wird im Folgenden auch als Impulsformung bezeichnet und gibt Anlaß, in der NLTL ein ausgeprägtes Beispiel eines Wanderwellen-Bauelementes zu sehen [30,36-38]. Als eine wesentliche Eigenschaft von Wanderwellen-Bauelementen wird die Hochfrequenzbandbreite aufgrund der Wellenausbreitung nicht durch die übliche R-C-Zeit-konstante des Bauelementes bestimmt.

Das Konzept der NLTL beruht nun darauf, durch geeignete Wahl der Nichtlinearität und eine geschickt eingebrachte superintegrierte Filterstruktur, gezielt Signale auf der NLTL zu erzeugen, die für den vorgesehenen Einsatzzweck geeignet sind. So ist das Ziel dieser Arbeit, durch die Wahl der eingesetzten Dioden und deren Anordnung in der Leitung, NLTL zu entwickeln und herzustellen, die zur Erzeugung kurzer Impulse mit Transienten von wenigen Picosekunden geeignet sind. Mit diesem Konzept lassen sich aber auch Leitungen entwickeln, die z.B. zu einer effektiven Frequenzvervielfachung oder Frequenzerzeugung eingesetzt werden können [39-44].

Wie oben dargestellt, wird die Nichtlinearität einer NLTL durch die Integration geeigneter Schottkydioden in die Leitung eingebracht. Zur Beschreibung einer derartigen Diode auf GaAs-Basis ist in Abb. 2.3a der Aufbau einer GaAs-Schottky-diode, wie sie auch im Rahmen dieser Arbeit in NLTLs zum Einsatz kommt, im Querschnitt dargestellt. Die Bauform der Diode entspricht dabei weitgehend den in [17] gemachten Angaben und zeichnet sich durch eine planare Anordnung der Elektroden auf epitaktischem Halbleitermaterial aus, so daß derartige Dioden für eine monolithische Integration in koplanar aufgebauten NLTLs und somit auch in MMICs (Monolithic Microwave Intergrated Circuit) bzw. MMMICs (Monolithic Millimeter-wave Integrated Circuit) geeignet sind [45,46]. In der Ausschnitt-vergrößerung der Abb. 2.3a ist weiterhin die Halbleiter-Schichtstruktur der planaren

Schottkydiode skizziert: Auf dem hochohmigen semi-isolierenden GaAs-Substrat befindet sich zunächst eine 0,8 µm dicke n+-GaAs-Bufferschicht und darüber eine 0,6 µm dicke n--GaAs-Schicht, auf die anschließend sowohl die Schottky- als auch die Ohm-Metallisierungen aufgebracht worden sind. Durch einlegieren der Ohm-Metalle ist die n+-Schicht kontaktiert und befindet sich nach Abb.2.3a auf Massepotential. Unterhalb der Schottky-Metallisierung des Innenleiters bildet sich dann eine im weiteren auch als Sperrschicht bezeichnete Raumladungszone aus, deren Weite sich durch Änderung der angelegten Kontaktspannung U variiren läßt [21-24]. Die sich daraus ergebende, experimentell bestimmte Kapaszitäts-Spannungs-Charakteristik einer solchen Diode ist in Abb. 2.3b dargestellt (zum angewandten Meßverfahren siehe auch Kapitel 5). In dieser Abbildung ist deutlich zu erkennen, daß sich mit einer Änderung der Spannung von 0,4 V auf –3.5 V die Kapazität von etwa 130 nF/cm2 wurzelförmig auf einen Wert von 37 nF/cm2 verringert. Weiterhin eingetragen ist der durch die Vorspannung U0 = –1 V gewählte Arbeitspunkt mit der Kapazität C0 = 55 nF/cm2. Als Maß für die Nichtlinearität, die durch den Einsatz von Schottkydioden in die NLTL eingebracht wird, hat sich eine Größe bewährt, die sich aus der Kapazitäts-Spannungs-Charakteristik der Dioden wie folgt bestimmen läßt: Aus einer vorgegebenen, symmetrischen Änderung der Kontaktspannung um den Arbeitspunkt – in Abb. 2.3b mit dU bezeichnet – wird die maximale Differenz der sich einstellenden Kapazitätswerte ermittelt – in Abb. 2.3b mit dC bezeichnet – und auf die Kapazität im Arbeitspunkt C0 bezogen. Diese relative Größe dC/C0 wird im Rahmen dieser Arbeit auch als relative Kapazitäts-änderung bezeichnet. Bei der oben beschriebene GaAs-Diode führt eine Änderung der Spannung von 0,3 V nach -2,3 V um den gewählten Arbeitspunkt zu einer Verringerung der Sperrschichtkapazität von 104 nF/cm2 auf 40 nF/cm2 und somit zu einer relativen Kapazitätsänderung von dC/C0 = 116 %.

Ein wesentliches Teilziel dieser Arbeit besteht nun darin, durch den Einsatz von Dioden mit einer deutlich größeren relativen Kapazitätsänderung eine Steigerung der Nichtlinearität von NLTL zu erreichen. In [47] sind dazu z.B. Schottlydioden auf GaAs-Basis verwendet worden, die eine hyperabrupt oder d-dotierte epitak-tische Halbleiter-Schichtstruktur aufweisen. Durch eine inhomogene Dotierung des Halbleiters in Metall-Halbleiter-Richtung wird eine überproportionale Variation der Sperrschichtweite und somit der Sperrschichtkapazität mit der Kontaktspannung U und so eine relative Kapazitätsänderung von ca. 150 % bei einer Änderung der Kontaktspannung um 2,5 V erreicht [22,23,47,48]. Bei geeigneter Wahl von Halbleiter-dotierung und Kontaktgeometrie sind derartige Dioden auch für den Einsatz im Millimeterwellen- und Sub-Millimeterwellenbereich geeignet [47-50].

In dieser Arbeit werden jedoch spezielle d-dotierte Hochfrequenz-Schottkydioden auf InP-Basis eingesetzt, um eine ganz erhebliche Steigerung der Nichtlinearität zu erzielen. Diese neuartigen Dioden basieren auf Halbleiter-Schichtstrukturen, wie sie auch bei der Herstellung von InP-Heterostruktur-Feldefekttransistoren (InP-HFET) im SFB 254 Verwendung finden [51] und zeichnen sich, wie weiter unten aus-führlich beschrieben, durch eine extrem stark ausgeprägte Kapazitätsänderung bei Änderung der Kontaktspannung aus. Der Aufbau und die Schichtstruktur einer solchen Diode, die im folgenden als InP-HFET-Diode bezeichnet wird, ist in Abb. 2.4 im Querschnitt skizziert. Wieder ist eine planare symmetrische Anordnung der Metallisierung zu erkennen, bei der die ohmschen Massemetallisierungen bis in die aktiven Schichten einlegiert sind. Die Zusammensetzung und Dicke der einzelnen Schichten einer InP-HFET-Schichtstruktur sind auch hier in einer Aus-schnittvergrößerung dargestellt. Auf dem hochohmigen InP-Substrat ist zunächst ein Buffer mit einer Dicke von 240 nm aufgebracht. Er besteht aus InAlAs-Bulk-material, das in zwei feine InAlAs/ InGaAlAs-Übergitterstrukturen (Superlattice, kurz: SL) eingebettet ist. Auf diesem Buffer ist die leicht verspannte InGaAs-

Kanalschicht angeordnet, die durch einen vier Monolagen dicken undotierten InAlAs Spacer und eine mit Silizium d-dotierte InAlAs-Schicht überdeckt wird. Diese InAlAs-Schichten bilden zusammen mit dem oberen Superlattice des Buffers die Energiebarrieren zum InGaAs-Kanal, so daß sich bei geeigneten Betriebsbedin-gungen im Kanal ein zweidimensionales Elektronengas (kurz: 2-DEG) ausbildet. Für die Herstellung ohmscher Kontakte ist abschließend die obere InAlAs-Barriere mit n+-dotierten InGaAs-Schicht abgedeckt (in Abb.2.3a nicht dargestellt). Bei einigen HFET-Schichtstrukturen ist, statt der d-Dotierung, eine 8 nm dicke n+-InAlAs-Schicht aufgebracht worden, die eine Volumendotierung von 2.1018 cm-3 aufweist.

In Abb. 2.5a ist die experimentell bestimmte Kapazitäts-Spannungs-Charakteristik einer InP-HFET-Diode nach Abb 2.4 dargestellt. Dem Diagramm ist eine extreme Verringerung der Kapazität von 240 nF/cm2 auf 5 nF/cm2 bei einer Spannungs-änderung von –0.5 V auf –1,5 V zu entnehmen. Für Spannungen, die größer als -0.5 V sind, ist die Variation der Kapazität wesentlich geringer ausgeprägt und für Spannungen kleiner –1.5 V auf niedrigem Wert nahezu konstant. Mit dem gewähl-ten Arbeitspunkt Uo = –1 V ergibt sich somit eine relative Kapazitätsänderung von 2500 % ! Das ist mehr als das 16-fache gegenüber Werten, die der Literatur zu entnehmen sind [47].

Eine Erklärung für dieses Verhalten erfolgt anhand der Abb. 2.5b. Dort ist das Bänderschema für den Metall-Halbleiterübergang im Bereich des Schottkykontaktes für die Arbeitspunkte 1,2 und 3 aus Abb. 2.5a zu sehen (Für eine bessere Übersicht ist im oberen Teil der Abbildung das InP-HFET-Schichtsystem stark vereinfacht

dargestellt). Aufgrund der Energiebarrieren sammeln sich im Arbeitspunkt 1 die durch die d-Dotierung eingebrachten negativen Ladungsträger in der InGaAs-Kanalschicht an. Bei Verringerung der Kontaktspannung U auf –0,5 V bildet sich in der Kanalschicht ein 2-DEG aus [52-54], wie für den Arbeitspunkt 2 dargestellt. Diese Spannungsänderung bewirkt zwar eine Änderung der erlaubten Energie-zustände der Elektronen im 2-DEG, die räumliche Verteilung der Ladungen in dieser Struktur bleibt jedoch erhalten und somit die Sperrschichtkapazität nahezu konstant. Erst wenn die Kontaktspannung weiter bis etwa auf einen Wert von
–1,5 V absinkt, gibt es in der Kanalschicht keine erlaubten Energiezustände mehr, so daß sich im Arbeitspunkt 3, aufgrund der InAlAs-Barriere, nahezu keine freien Ladungsträger mehr unter der Schottkymetallisierung befinden. Bei dem Übergang vom Arbeitspunkt 2 in den Arbeitspunkt 3 werden die Elektronen im Kanal durch das an den Kontakten anliegende Potential lateral zu den Massekontakten "abgesogen". Aufgrund dieser Verarmung an Ladungsträgern, verbunden mit einer deutlichen Ausweitung der Raumladungszone unterhalb der Schottkymetallisierung, ergibt sich somit im Arbeitspunkt 3 ein erheblich kleinerer Wert für die Sperr-schichtkapazität als in den anderen Arbeitspunkten.

Die alternierende Anordnung von GaAs- oder InP-HFET-Dioden und kurzen koplanaren Leitungsstücken ruft bei der Signalausbreitung auf der Leitung im wesentlichen die Wirkung eines Tiefpass-Filters hervor. Wie in Kapitel 4 näher erläutert, wird eine Abstimmung dieses Filters in der Regel durch die Wahl einer geeigneten Länge der die Dioden verbindenden Leitungsstücke und einer geeigneten Kapazität C0 der eingesetzten Dioden erreicht. Ergibt sich daraus eine äquidistante Anordnung der Dioden in der NLTL, wie in Abb. 2.1 dargestellt, werden derartig strukturierte Leitungen im Folgenden auch als periodische NLTL bezeichnet. Die Abstimmung des integrierten Tiefpassfilters kann aber auch ortsabhängig auf der Leitung erfolgen, was in Kapitel 3 näher erläutert wird. Die NLTL weist dann anstatt einer periodischen Anordnung eine gestufte Anordnung der einzelnen L-C-Kettenglieder auf. In dieser Leitung verringern sich dann, wie in Abb. 2.6a gezeigt,

sowohl die Abstände der Dioden als auch die Kapazitäten C0 mit fortschreitendem Ort zum Ende der Leitung hin, so daß in dieser Arbeit eine derartige Leitung auch als Gradienten-NLTL bezeichnet wird. Für den Fall, daß die nichtlineare Signalausbreitung nicht durch eine Tiefpassfilterung beeinflußt werden soll, ist die Tiefpaß-Grenzfrequenz der Kettenleiterstruktur entsprechend zu erhöhen, so daß im Sinne eines Kontinuumüberganges letztendlich auf eine periodische oder gestufte
Struktur der NLTL verzichtet werden kann (Abb. 2.6b). Eine solche als homogene NLTL bezeichnete Leitung entspricht im Aufbau einer Schottky-Kontakt-Koplanar-leitung mit einem Querschnitt nach Abb. 2.3a bzw. 2.4.a. Die Leitungseigen-schaften dieser Struktur sind ausführlich in [55] behandelt.

Nach dem nun mit der Nichtlinearität, dem integrierten Tiefpass-Filter und den Leitungsverlusten die wesentlichen Eigenschaften von NLTL zur Erzeugung ultrakurzer Impulse erläutert wurden, sollen an dieser Stelle kurz die zwei grund-legenden Betriebsarten der NLTL aufgezeigt werden. Dazu wird zunächst die Kontaktspannung U einer in der NLTL eingesetzten Diode betrachtet. Diese Spannung setzt sich in der Regel aus einem Gleichanteil – der Vorspannung U0 – und dem Momentanwert der hochfrequenten Wechselspannung Uhf wie folgt zusammen: